まとめ
インダクタは、エネルギー貯蔵やパワーフィルタなど、スイッチングコンバータにおける非常に重要な部品です。インダクタには、アプリケーションの違い（低周波から高周波まで）や、インダクタの特性に影響を与えるコアの材質の違いなど、さまざまな種類があります。スイッチングコンバータに使用されるインダクタは、高周波の磁気部品です。ただし、材質、動作条件（電圧、電流など）、周囲温度などのさまざまな要因により、提示されている特性や理論は大きく異なります。したがって、回路設計では、インダクタンス値という基本的なパラメータに加えて、インダクタのインピーダンスと交流抵抗と周波数との関係、コア損失と飽和電流特性などを考慮する必要があります。この記事では、いくつかの重要なインダクタ コア材料とその特性を紹介し、パワー エンジニアが市販の標準インダクタを選択するためのガイドも提供します。
序文
インダクタとは、絶縁電線をボビンやコアに一定数のコイル（コイル）を巻いて形成された電磁誘導部品です。このコイルはインダクタンスコイルまたはインダクタと呼ばれます。電磁誘導の原理によれば、コイルと磁界が相対的に移動したり、コイルが交流電流により交流磁界を発生させたりすると、元の磁界の変化に抵抗するために誘導電圧が発生します。この電流変化を抑える特性をインダクタンスといいます。
インダクタンス値の計算式は式(1)の通り、透磁率、巻線巻数の2乗N、等価磁気回路断面積Aeに比例し、等価磁気回路長leに反比例します。 。インダクタンスには多くの種類があり、それぞれが異なるアプリケーションに適しています。インダクタンスは、形状、サイズ、巻き方、巻き数、中間磁性体の種類に関係します。
(1)
鉄心の形状に応じて、インダクタンスにはトロイダル、E コア、ドラムが含まれます。鉄心の材質には、主にセラミックコアと2つの軟磁性タイプがあります。フェライトと金属粉です。構造や実装方法により巻線、多層、モールドがあり、巻線には非シールドと磁性接着剤の半分がシールドされたもの（セミシールド）とシールドされたもの（シールド）などがあります。
インダクタは直流では短絡のように動作し、交流に対しては高インピーダンスを示します。回路での基本的な用途には、チョーキング、フィルタリング、チューニング、エネルギー貯蔵などがあります。スイッチングコンバータのアプリケーションにおいて、インダクタは最も重要なエネルギー貯蔵部品であり、出力コンデンサとともにローパスフィルタを形成して出力電圧リップルを低減するため、フィルタリング機能においても重要な役割を果たします。
本稿では、回路設計時のインダクタ選定の重要な評価基準として、インダクタの各種コア材料とその特性、およびインダクタの電気的特性の一部を紹介します。応用例では、インダクタンス値の計算方法と市販の標準インダクタの選び方を実例を交えて紹介します。
芯材の種類
スイッチングコンバータに使用されるインダクタは、高周波の磁気部品です。インダクタのインピーダンスと周波数、インダクタンス値と周波数、あるいはコアの飽和特性などの特性に最も影響を与えるのは、中心のコアの材質です。以下に、パワーインダクタを選択する際の重要な参考となる、いくつかの一般的な鉄心の材料とその飽和特性の比較を紹介します。
1. セラミックコア
セラミックコアは一般的なインダクタンス材料の 1 つです。主にコイルを巻く際の支持構造として使用されます。 「空芯インダクタ」とも呼ばれます。使用されている鉄心は温度係数が非常に低い非磁性材料であるため、使用温度範囲でインダクタンス値が非常に安定しています。ただし、媒体として非磁性材料が使用されているため、インダクタンスが非常に低く、電力コンバータの用途にはあまり適していません。
2.フェライト
一般的な高周波インダクタに使用されるフェライトコアは、低保磁力の軟磁性強磁性材料であるニッケル亜鉛（NiZn）やマンガン亜鉛（MnZn）を含むフェライト化合物です。図1に一般的な磁心のヒステリシス曲線（BHループ）を示します。磁性材料の保磁力HCは保磁力とも呼ばれ、磁性材料が磁気飽和まで磁化されたとき、その磁化（磁化）がゼロになるときに必要な磁界の強さを意味します。保磁力が低いということは、減磁に対する抵抗が低いことを意味し、ヒステリシス損失も低いことを意味します。
マンガン - 亜鉛フェライトおよびニッケル - 亜鉛フェライトは、それぞれ約 1500 ～ 15000 および 100 ～ 1000 という比較的高い比透磁率 (μr) を持っています。透磁率が高いため、鉄心の体積が大きくなります。インダクタンス。ただし、許容飽和電流が低く、鉄心が飽和すると透磁率が急激に低下するという欠点があります。鉄心が飽和したときのフェライトおよび圧粉鉄心の透磁率の減少傾向については、図 4 を参照してください。比較。パワーインダクタに使用すると、主磁気回路にエアギャップが残り、透磁率が低下し、飽和が回避され、より多くのエネルギーが蓄積される可能性があります。エアギャップを含めると、等価比透磁率は約 20 ～ 200 になります。材料自体の抵抗率が高いため、渦電流による損失を低減できるため、高周波での損失が低くなり、用途に適しています。高周波トランス、EMIフィルタインダクタ、電力コンバータのエネルギー貯蔵インダクタ。動作周波数の点では、ニッケル亜鉛フェライトが使用に適しており (>1 MHz)、マンガン亜鉛フェライトはより低い周波数帯域 (<2 MHz) に適しています。
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図1. 磁気コアのヒステリシス曲線（BR：残留磁束密度、BSAT：飽和磁束密度）
3. 粉末鉄心
粉末鉄心も軟磁性の強磁性材料です。異なる材質の鉄粉合金、または鉄粉のみで作られています。この配合にはさまざまな粒子サイズの非磁性材料が含まれているため、飽和曲線は比較的緩やかです。圧粉鉄心は大部分がトロイダル状になっています。図２に圧粉鉄心とその断面図を示す。
一般的な粉末鉄心には、鉄-ニッケル-モリブデン合金 (MPP)、センダスト (センダスト)、鉄-ニッケル合金 (高フラックス)、および鉄粉心 (鉄粉) が含まれます。部品が異なるため、特性や価格も異なり、インダクタの選択に影響します。以下に、前述のコア タイプを紹介し、その特徴を比較します。
A. 鉄ニッケルモリブデン合金（MPP）
Fe-Ni-Mo合金はMPPと略され、モリパーマロイ粉末の略称です。比透磁率は約14～500、飽和磁束密度は約7500ガウス(ガウス)とフェライトの飽和磁束密度(約4000～5000ガウス)よりも高くなります。たくさん出ています。 MPPは圧粉鉄心の中で最も鉄損が小さく、温度安定性に優れています。外部 DC 電流が飽和電流 ISAT に達すると、インダクタンス値は急激に減衰することなくゆっくりと減少します。 MPP は性能が優れていますが、コストが高く、通常はパワー コンバータのパワー インダクタおよび EMI フィルタとして使用されます。
B.センダスト
鉄・シリコン・アルミニウム合金鉄心とは、鉄、シリコン、アルミニウムからなる合金鉄心で、比透磁率は26～125程度です。鉄損は鉄圧粉心とMPPおよび鉄・ニッケル合金の中間に位置します。 。飽和磁束密度はMPPよりも高く約10500ガウスです。温度安定性や飽和電流特性はMPPや鉄ニッケル合金より若干劣りますが、鉄粉コアやフェライトコアよりは優れており、相対コストもMPPや鉄ニッケル合金より安価です。これは主に、EMI フィルタリング、力率補正 (PFC) 回路、およびスイッチング パワー コンバータのパワー インダクタで使用されます。
C. 鉄ニッケル合金（高フラックス）
鉄ニッケル合金コアは鉄とニッケルから作られています。比透磁率は14～200程度です。鉄損と温度安定性はMPPと鉄・シリコン・アルミニウム合金の中間に位置します。鉄ニッケル合金コアは飽和磁束密度が約15,000ガウスと最も高く、より高いDCバイアス電流に耐えることができ、DCバイアス特性も優れています。適用範囲: 有効力率補正、エネルギー貯蔵インダクタンス、フィルタインダクタンス、フライバックコンバータの高周波トランスなど。
D. 鉄粉
鉄粉コアは、粒子が非常に小さく、互いに絶縁された高純度の鉄粉で構成されています。製造プロセスにより、分散されたエアギャップが生じます。一般的な鉄粉磁心の形状にはリング形状の他にE型やスタンピングタイプもあります。圧粉磁心の比透磁率は10～75程度であり、飽和磁束密度は15000ガウス程度と高い。圧粉鉄心は圧粉鉄心の中で最も鉄損が大きいものの、最もコストが安い鉄心です。
図3にTDK製PC47マンガン亜鉛フェライトとMICROMETALS製圧粉鉄心-52、-2のBH曲線を示します。マンガン亜鉛フェライトの比透磁率は圧粉鉄心の比透磁率よりもはるかに高く、飽和しています。磁束密度も大きく異なり、フェライトは約5000ガウス、圧粉鉄心は10000ガウスを超えます。
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図 3. 異なる材質のマンガン亜鉛フェライトと鉄粉コアの BH 曲線
要約すると、鉄心の飽和特性は異なります。飽和電流を超えると、フェライトコアの透磁率は急激に低下しますが、鉄粉コアはゆっくりと低下する可能性があります。図4に同じ透磁率の圧粉鉄心とエアギャップを設けたフェライトの異なる磁界強度における透磁率低下特性を示します。これはフェライト コアのインダクタンスも説明します。式 (1) からわかるように、コアが飽和すると透磁率が急激に低下し、インダクタンスも急激に低下します。空隙が分散された圧粉磁心は、鉄心が飽和すると透磁率がゆっくりと減少するため、インダクタンスの減少がより緩やかになり、直流重畳特性が優れます。電力コンバータのアプリケーションでは、この特性は非常に重要です。インダクタの遅い飽和特性が良くない場合、インダクタ電流が飽和電流まで上昇し、インダクタンスの急激な低下によりスイッチング水晶の電流ストレスが急激に上昇し、損傷を引き起こしやすくなります。
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図4. 異なる磁場強度下でのエアギャップを有する圧粉鉄心とフェライト鉄心の透磁率低下特性。
インダクタの電気的特性とパッケージ構造
スイッチングコンバータを設計し、インダクタを選択する際には、インダクタンス値L、インピーダンスZ、交流抵抗ACRとQ値（品質係数）、定格電流IDCとISAT、コアロス（鉄損）などの重要な電気的特性が必ず必要になります。考慮されます。さらに、インダクタのパッケージ構造は磁気漏れの大きさに影響を与え、ひいては EMI に影響を与えます。インダクタを選択する際の考慮事項として、上記の特性に分けて説明します。
1. インダクタンス値(L)
インダクタのインダクタンス値は回路設計において最も重要な基本パラメータですが、動作周波数においてインダクタンス値が安定しているかどうかを確認する必要があります。インダクタンスの公称値は通常、外部 DC バイアスなしで 100 kHz または 1 MHz で測定されます。また、大量自動生産の可能性を確保するために、インダクタの許容誤差は通常 ±20% (M) および ±30% (N) です。図5は太陽誘電インダクタNR4018T220Mをウェイン・カー社製LCRメーターで測定したインダクタンス周波数特性図です。図に示すように、5MHz以前ではインダクタンス値の曲線は比較的平坦であり、インダクタンス値はほぼ一定とみなすことができます。高周波帯域では寄生容量とインダクタンスによる共振によりインダクタンス値が増加します。この共振周波数は自己共振周波数 (SRF) と呼ばれ、通常は動作周波数よりもはるかに高い必要があります。
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図5、太陽誘電NR4018T220Mインダクタンス周波数特性測定図
2. インピーダンス(Z)
図 6 に示すように、インピーダンス図は、さまざまな周波数でのインダクタンスの性能からもわかります。インダクタのインピーダンスは周波数にほぼ比例するため (Z=2πfL)、周波数が高くなるとリアクタンスが AC 抵抗よりもはるかに大きくなり、インピーダンスは純粋なインダクタンス (位相が 90°) のように動作します。高周波では、寄生容量効果により、インピーダンスの自己共振周波数点が見られます。この時点を過ぎると、インピーダンスが低下して容量性になり、位相は徐々に -90 °に変化します。
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3. Q値と交流抵抗(ACR)
インダクタンスの定義におけるQ値は、(2)式のようにリアクタンスと抵抗の比、つまりインピーダンスの虚部と実部の比です。
(2)
ここで、XL はインダクタのリアクタンス、RL はインダクタの AC 抵抗です。
低周波領域では、AC抵抗がインダクタンスによるリアクタンスよりも大きいため、Q値が非常に低くなります。周波数が高くなるとリアクタンス（約2πfL）が大きくなり、表皮効果（表皮効果）や近接効果（近接効果）による抵抗があってもその効果はどんどん大きくなり、やはり周波数が高くなるほどQ値は大きくなります; SRFに近づくと、誘導性リアクタンスは容量性リアクタンスによって徐々に相殺され、Q値は徐々に小さくなります。 SRFがゼロになると、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスは全く同じになるので消滅します。図7にNR4018T220MのQ値と周波数の関係を示しますが、その関係は逆釣鐘型となっています。
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図7.太陽誘電インダクタNR4018T220MのQ値と周波数の関係
インダクタンスの使用周波数帯域では、Q値が高いほど優れています。これは、そのリアクタンスが AC 抵抗よりもはるかに大きいことを意味します。一般に、最良の Q 値は 40 以上であり、インダクタの品質が良好であることを意味します。ただし、一般に DC バイアスが増加すると、インダクタンス値が減少し、Q 値も減少します。平角エナメル線や多芯エナメル線を使用すると、表皮効果、つまり交流抵抗を低減でき、インダクタのQ値も高めることができます。
直流抵抗 DCR は一般に銅線の直流抵抗とみなされ、線径と長さによって抵抗値を計算できます。ただし、低電流 SMD インダクタのほとんどは超音波溶接を使用して巻線端子の SMD の銅シートを作成します。しかし、銅線の長さは長くなく、抵抗値も高くないため、全体の直流抵抗のうち溶接抵抗がかなりの割合を占めることが多いです。 TDKの巻線SMDインダクタCLF6045NIT-1R5Nを例にとると、測定されたDC抵抗は14.6mΩで、ワイヤの直径と長さに基づいて計算されたDC抵抗は12.1mΩです。結果は、この溶接抵抗が全体の直流抵抗の約 17% を占めることがわかります。
AC 抵抗 ACR には表皮効果と近接効果があり、ACR は周波数とともに増加します。一般的なインダクタンスの適用では、AC 成分が DC 成分よりもはるかに低いため、ACR によって引き起こされる影響は明らかではありません。ただし、軽負荷時は直流成分が減少するため、ACRによる損失が無視できなくなります。表皮効果とは、AC 条件下で、導体の内部の電流分布が不均一でワイヤの表面に集中することを意味します。その結果、ワイヤの等価断面積が減少し、その結果、ワイヤの等価抵抗が増加します。頻度。さらに、ワイヤの巻線では、隣接するワイヤによって電流による磁場の加算と減算が発生し、電流はワイヤに隣接する表面 (電流の方向によっては最も遠い表面) に集中します。 )、これも同様のワイヤ遮断を引き起こします。面積が減少し、等価抵抗が増加する現象は、いわゆる近接効果です。多層巻線のインダクタンス用途では、近接効果がさらに顕著になります。
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図8に巻線SMDインダクタNR4018T220MのAC抵抗と周波数の関係を示します。 1kHzの周波数では、抵抗は約360mΩです。 100kHz では、抵抗は 775mΩ まで上昇します。 10MHz では、抵抗値は 160Ω に近くなります。銅損を見積もる際には、表皮効果や近接効果によって生じるACRを考慮して計算を式(3)に修正する必要があります。
4. 飽和電流(ISAT)
飽和電流 ISAT は、一般に、インダクタンス値が 10%、30%、または 40% などに減衰したときにマークされるバイアス電流です。エアギャップフェライトの場合、飽和電流特性が非常に速いため、10%と40%の差はあまりありません。図4を参照してください。ただし、鉄粉コア(打ち抜きインダクタなど)の場合、図9に示すように飽和曲線は比較的緩やかで、インダクタンス減衰の10%または40%でのバイアス電流が大きくなります。飽和電流値は以下のように 2 種類の鉄心に分けて説明します。
エアギャップ フェライトの場合、回路アプリケーションの最大インダクタ電流の上限として ISAT を使用するのが合理的です。ただし、鉄圧粉磁心であれば飽和特性が遅いため、応用回路の最大電流がISATを超えても問題ありません。したがって、この鉄心特性はスイッチングコンバータ用途に最適です。重負荷時は、図9に示すようにインダクタのインダクタンス値は低いものの、電流リップル率は高くなりますが、電流コンデンサの電流許容値が高いため問題ありません。軽負荷時にはインダクタのインダクタンス値が大きくなり、インダクタのリップル電流が減少し、鉄損が低減されます。図9は、同じ公称インダクタンス値におけるTDKの巻線フェライトSLF7055T1R5Nと打ち抜き鉄粉コアインダクタSPM6530T1R5Mの飽和電流曲線を比較しています。
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図 9. 同じ公称インダクタンス値における巻線フェライトと打ち抜き鉄粉コアの飽和電流曲線
5. 定格電流（IDC）
IDC値は、インダクタ温度がTr℃まで上昇したときのDCバイアスです。仕様には、20℃における直流抵抗値 RDC も示されています。銅線の温度係数は約 3,930 ppm であるため、Tr の温度が上昇すると、その抵抗値は RDC_Tr = RDC (1+0.00393Tr) となり、消費電力は PCU = I2DCxRDC となります。この銅損はインダクタの表面で放散され、インダクタの熱抵抗 ΘTH は次のように計算できます。
(2)
表2はTDK VLS6045EXシリーズ(6.0×6.0×4.5mm)のデータシートを参照し、温度上昇40℃における熱抵抗を計算したものです。明らかに、同じシリーズとサイズのインダクタの場合、表面放熱面積が同じであるため、計算された熱抵抗はほぼ同じになります。言い換えれば、さまざまなインダクタの定格電流 IDC を推定できます。インダクタのシリーズ (パッケージ) が異なれば、熱抵抗も異なります。表3は、TDK VLS6045EXシリーズ(セミシールド)とSPM6530シリーズ(モールド)のインダクタの熱抵抗を比較したものです。熱抵抗が大きいほど、インダクタンスが負荷電流を流れるときに発生する温度上昇が大きくなります。それ以外の場合は低いほうです。
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表 2. 温度上昇 40 ℃における VLS6045EX シリーズ インダクタの熱抵抗
表3から、インダクタのサイズが同等であっても、打ち抜きインダクタの熱抵抗が低い、つまり放熱性が優れていることがわかります。
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表 3. さまざまなパッケージインダクタの熱抵抗の比較。
6. 鉄損
鉄損と呼ばれるコア損失は、主に渦電流損とヒステリシス損によって発生します。渦電流損失の大きさは主に、コア材料が「伝導」しやすいかどうかによって決まります。導電率が高い、つまり抵抗率が低い場合、渦電流損は大きくなり、フェライトの抵抗率が高い場合、渦電流損は比較的低くなります。渦電流損は周波数にも関係します。周波数が高くなるほど渦電流損失は大きくなります。したがって、コアの材質によってコアの適切な動作周波数が決まります。一般的に言えば、鉄粉コアの動作周波数は1MHzに達することができ、フェライトの動作周波数は10MHzに達することができます。使用周波数がこの周波数を超えると渦電流損が急激に増加し、鉄心温度も上昇します。しかし、鉄心材料の急速な発展により、より高い動作周波数を備えた鉄心はすぐそこまで来ているはずです。
もう 1 つの鉄損はヒステリシス損です。これはヒステリシス曲線で囲まれた面積に比例し、電流の AC 成分の振幅に関係します。 AC スイングが大きいほど、ヒステリシス損失も大きくなります。
インダクタの等価回路では、鉄損を表すためにインダクタと並列に接続された抵抗がよく使われます。周波数が SRF に等しい場合、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスは相殺され、等価リアクタンスはゼロになります。このとき、インダクタのインピーダンスは巻線抵抗と直列の鉄損抵抗に相当し、鉄損抵抗は巻線抵抗よりもはるかに大きいため、SRFでのインピーダンスは鉄損抵抗とほぼ等しくなります。低圧インダクタを例にとると、鉄損抵抗は約20kΩです。インダクタの両端の実効値電圧を5Vと見積もると、その鉄損は約1.25mWとなり、やはり鉄損抵抗は大きいほど良いことがわかります。
7. シールド構造
フェライトインダクタのパッケージ構造には、ノンシールド、磁性接着剤による半シールド、シールドがあり、いずれもかなりのエアギャップがあります。当然、エアギャップには磁気漏れが発生し、最悪の場合周囲の小信号回路に干渉したり、近くに磁性体があるとそのインダクタンスも変化します。別のパッケージ構造は、打ち抜き鉄粉インダクタです。インダクタ内部に隙間がなく、巻線構造がしっかりしているため、磁界散逸の問題は比較的少ないです。図 10 は、RTO 1004 オシロスコープの FFT 機能を使用して、スタンプ インダクタの上および側面の 3 mm の漏れ磁場の大きさを測定したものです。表 4 に、さまざまなパッケージ構造のインダクタの漏れ磁界の比較を示します。シールドされていないインダクタには最も深刻な磁気漏れがあることがわかります。スタンプインダクタは磁気漏れが最も小さく、最高の磁気シールド効果を示します。 。これら 2 つの構造のインダクタの漏れ磁界の大きさの差は約 14dB であり、これは 5 倍近くになります。
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図 10. プレス加工されたインダクタの上方および側面の 3 mm で測定された漏れ磁界の大きさ
(4)
表 4. さまざまなパッケージ構造のインダクタの漏れ磁界の比較
8.カップリング
アプリケーションによっては、PCB 上に複数の DC コンバータのセットが存在する場合があります。これらは通常互いに隣り合って配置され、対応するインダクタも互いに隣り合って配置されます。磁性接着剤を使用した非シールドまたは半シールド タイプを使用する場合、インダクタが相互に結合して EMI 干渉が発生する可能性があります。したがって、インダクタを配置するときは、最初にインダクタの極性をマークし、インダクタの最内層の開始点と巻線点をコンバータのスイッチング電圧（降圧コンバータの VSW など）に接続することをお勧めします。それが移動点です。アウトレット端子は出力コンデンサに接続されており、これが静電点です。したがって、銅線の巻線はある程度の電界シールドを形成します。マルチプレクサの配線配置において、インダクタンスの極性を固定することは、相互インダクタンスの大きさを固定し、予期しない EMI 問題を回避するのに役立ちます。
アプリケーション:
前の章では、コア材料、パッケージ構造、およびインダクタの重要な電気的特性について説明しました。この章では、降圧コンバータの適切なインダクタンス値を選択する方法と、市販のインダクタを選択する際の考慮事項について説明します。
式 (5) に示すように、コンバータのインダクタ値とスイッチング周波数は、インダクタのリップル電流 (ΔiL) に影響します。インダクタのリップル電流は出力コンデンサを流れ、出力コンデンサのリップル電流に影響を与えます。したがって、出力コンデンサの選択に影響を与え、さらに出力電圧のリップルサイズに影響を与えます。さらに、インダクタンス値と出力容量値は、システムのフィードバック設計と負荷の動的応答にも影響します。より大きなインダクタンス値を選択すると、コンデンサにかかる電流ストレスが少なくなり、出力電圧リップルが減少し、より多くのエネルギーを蓄えることができます。ただし、インダクタンス値が大きいほど体積が大きくなり、コストが高くなります。したがって、コンバータを設計する際には、インダクタンス値の設計が非常に重要になります。
(5)
式(5)から、入力電圧と出力電圧の間のギャップが大きい場合、インダクタのリップル電流が大きくなることがわかります。これは、インダクタ設計のワーストケース条件です。他の誘導解析と組み合わせて、降圧コンバータのインダクタンス設計ポイントは通常、最大入力電圧および全負荷の条件下で選択する必要があります。
インダクタンス値を設計する際には、インダクタのリップル電流とインダクタサイズのトレードオフを考慮する必要があり、ここでは式(6)のようにリップル電流係数(リップル電流係数；γ)を定義します。
（6）
式(6)を式(5)に代入すると、インダクタンス値は式(7)で表すことができます。
（7）
式(7)より、入力電圧と出力電圧の差が大きいほどγ値を大きく選択でき、入力電圧と出力電圧の差が大きいほどγ値を大きく選択できます。逆に、入力電圧と出力電圧が近い場合は、γ 値を小さく設計する必要があります。インダクタのリップル電流とサイズのどちらかを選択するために、従来の設計経験値に従って、γ は通常 0.2 ～ 0.5 です。以下では、RT7276 を例として、インダクタンスの計算と市販のインダクタの選択を説明します。
設計例: RT7276 高度一定オンタイム (Advanced Constant On-Time、ACOTTM) 同期整流降圧コンバータを使用して設計されており、スイッチング周波数は 700 kHz、入力電圧は 4.5 V ～ 18 V、出力電圧は 1.05 V です。 。全負荷電流は 3A です。前述したように、インダクタンス値は最大入力電圧 18V、全負荷 3A の条件で設計する必要があり、γ の値を 0.35 として、上記の値を式 (7) に代入すると、インダクタンスが求められます。値は
従来の公称インダクタンス値 1.5 µH のインダクタを使用してください。式(5)を代入すると、インダクタのリップル電流は次のように計算されます。
したがって、インダクタのピーク電流は次のようになります。
インダクタ電流の実効値 (IRMS) は次のようになります。
インダクタのリップル成分は小さいため、インダクタ電流の実効値は主に直流成分となり、この実効値を基準にしてインダクタ定格電流IDCを選定します。 80% ディレーティング (ディレーティング) 設計の場合、インダクタンス要件は次のとおりです。
L = 1.5μH (100kHz)、IDC = 3.77A、ISAT = 4.34A
表 5 に、サイズは似ていますがパッケージ構造が異なる、TDK のさまざまなシリーズで利用可能なインダクタを示します。表より、スタンプインダクタ(SPM6530T-1R5M)は飽和電流、定格電流が大きく、熱抵抗が小さく放熱性が良いことが分かります。また、前章の考察によれば、プレス加工インダクタのコア材質は鉄粉コアであるため、セミシールド（VLS6045EX-1R5N）およびシールド（SLF7055T-1R5N）インダクタのフェライトコアと比較されます。磁気接着剤を使って。 、DCバイアス特性が良好です。図 11 は、RT7276 先進の一定オン時間同期整流降圧コンバータに適用されたさまざまなインダクタの効率の比較を示しています。結果は、3 つの間の効率の差が有意ではないことを示しています。放熱性、DCバイアス特性、磁界放散性を考慮すると、SPM6530T-1R5Mインダクタの使用を推奨します。
（5）
表 5. TDK のさまざまなシリーズのインダクタンスの比較
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図 11. さまざまなインダクタによるコンバータ効率の比較
同じパッケージ構造とインダクタンス値で、SPM4015T-1R5M (4.4×4.1×1.5mm) などのより小さいサイズのインダクタを選択した場合、サイズは小さいものの、直流抵抗 RDC (44.5mΩ) と熱抵抗 ΘTH ( 51℃) /W) 大きめ。同じ仕様のコンバータの場合、インダクタが許容する電流の実効値も同じです。明らかに、重負荷時には DC 抵抗により効率が低下します。また、熱抵抗が大きいということは放熱性が悪いということになります。したがって、インダクタを選択するときは、サイズ縮小の利点を考慮するだけでなく、それに伴う欠点も評価する必要があります。
結論は
インダクタンスは、スイッチングパワーコンバータで一般的に使用される受動部品の 1 つであり、エネルギーの蓄積とフィルタリングに使用できます。ただし、回路設計においてはインダクタンス値だけでなく、交流抵抗やQ値、電流許容差、鉄心飽和、パッケージ構造なども考慮する必要があります。インダクタを選択する際には考慮してください。 。これらのパラメータは通常、コアの材料、製造プロセス、サイズとコストに関連します。そこで今回は、電源設計の参考として、鉄心の材質ごとの特徴と適切なインダクタンスの選び方を紹介します。
投稿時間: 2021 年 6 月 15 日
