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私たちの理想的な世界では、安全性、品質、性能が最も重要です。しかし、多くの場合、フェライトを含む最終コンポーネントのコストが決定要因になります。この記事は、設計エンジニアがコスト削減のための代替フェライト材料を見つけるのに役立つことを目的としています。料金。
望ましい固有の材料特性とコアの形状は、それぞれの特定のアプリケーションによって決まります。低信号レベルのアプリケーションでの性能を左右する固有の特性は、透磁率 (特に温度)、低いコア損失、および時間と温度に対する優れた磁気安定性です。アプリケーションには高 Q が含まれます。インダクタ、コモンモードインダクタ、広帯域、整合およびパルストランス、無線アンテナ素子、およびアクティブおよびパッシブリピータ。電力アプリケーションの場合、動作周波数および温度における高磁束密度と低損失が望ましい特性です。アプリケーションには、次のようなスイッチモード電源が含まれます。電気自動車のバッテリー充電、磁気アンプ、DC-DCコンバーター、パワーフィルター、点火コイル、変圧器。
抑制アプリケーションにおけるソフト フェライトの性能に最も大きな影響を与える固有の特性は、コアのインピーダンスに比例する複素透磁率 [1] です。フェライトを不要な信号 (伝導または放射) の抑制剤として使用するには 3 つの方法があります。 )。最初の、最も一般的ではありませんが、実用的なシールドとして、フェライトを使用して導体、コンポーネント、または回路を放射漂遊電磁界環境から隔離します。2 番目の用途では、フェライトは容量性要素とともに使用され、ローパスを作成します。フィルタ、つまりインダクタンス – 低周波では容量性、高周波では散逸。 3 番目の最も一般的な使用法は、フェライト コアがコンポーネント リードまたは基板レベルの回路に単独で使用される場合です。このアプリケーションでは、フェライト コアは寄生発振や寄生発振を防ぎます。または、コンポーネントのリード線や相互接続、トレース、ケーブルに沿って伝播する可能性のある不要な信号のピックアップや伝送を減衰します。2 番目と 3 番目の用途では、フェライト コアは、EMI 発生源によって引き出される高周波電流を排除または大幅に低減することにより、伝導 EMI を抑制します。フェライトの導入により、次のような効果が得られます。高周波電流を抑制するのに十分な高い周波数インピーダンス。理論的には、理想的なフェライトは EMI 周波数で高インピーダンスを提供し、他のすべての周波数ではゼロ インピーダンスを提供します。実際には、フェライト サプレッサー コアは周波数依存のインピーダンスを提供します。1 MHz 未満の周波数では、最大インピーダンスは、フェライト材料に応じて 10 MHz ～ 500 MHz の間で得られます。
これは、AC 電圧と電流が複素パラメータで表される電気工学の原理と一致しているため、材料の透磁率は実数部と虚数部で構成される複素パラメータとして表現できます。これは、高周波で実証されます。透磁率は 2 つの成分に分割されます。実数部 (μ') は交流磁場と同位相の無効部分を表し [2]、虚数部 (μ”) は交流磁場と位相が異なる損失を表します。交流磁場。これらは、直列成分 (μs'μs”) または並列成分 (μp'μp”) として表すことができます。図 1、2、および 3 のグラフは、3 つのフェライト材料の複素初透磁率の直列成分を周波数の関数として示しています。材料タイプ 73 はマンガン亜鉛フェライトで、初期磁性の導電率は 2500 です。材料タイプ 43 は初透磁率 850 のニッケル亜鉛フェライトです。材料タイプ 61 は初透磁率 125 のニッケル亜鉛フェライトです。
図 3 のタイプ 61 材料の直列成分に注目すると、透磁率の実数部 μs' は、臨界周波数に達するまでは周波数が増加しても一定のままであり、その後急速に減少することがわかります。損失または μs" は上昇します。そしてμs'が下降するとピークに達します。このμs'の減少は、フェリ磁性共鳴の開始によるものです。[3] 透磁率が高いほど、周波数が低くなりますので注意してください。この逆関係は Snoek によって初めて観察され、次の式が得られました。
ここで、 fres = μs” 最大周波数 γ = 磁気回転比 = 0.22 x 106 A-1 m μi = 初透磁率 Msat = 250-350 Am-1
低信号レベルおよび電力アプリケーションで使用されるフェライト コアは、この周波数以下の磁気パラメータに焦点を当てているため、フェライト メーカーが高周波での透磁率や損失のデータを公表することはほとんどありません。ただし、EMI 抑制用のフェライト コアを指定する場合は、高周波のデータが不可欠です。
ほとんどのフェライト メーカーが EMI 抑制に使用するコンポーネントに指定する特性はインピーダンスです。インピーダンスは、直接デジタル読み取り機能を備えた市販のアナライザーで簡単に測定できます。残念ながら、インピーダンスは通常、特定の周波数で指定され、複素数の大きさを表すスカラーです。この情報は貴重ですが、特にフェライトの回路性能をモデル化する場合には十分ではないことがよくあります。これを達成するには、コンポーネントのインピーダンス値と位相角、または特定の材料の複素透磁率が利用可能でなければなりません。
ただし、回路内のフェライト コンポーネントのパフォーマンスのモデル化を開始する前でも、設計者は次のことを理解しておく必要があります。
ここで、μ'= 複素透磁率の実数部 μ”= 複素透磁率の虚数部 j = 単位の虚数ベクトル Lo= 空芯インダクタンス
鉄心のインピーダンスは、誘導リアクタンス (XL) と損失抵抗 (Rs) の直列結合ともみなされ、どちらも周波数に依存します。無損失コアのインピーダンスは、リアクタンスによって決まります。
ここで、 Rs = 合計直列抵抗 = Rm + Re Rm = 磁気損失による等価直列抵抗 Re = 銅損による等価直列抵抗
低周波数では、コンポーネントのインピーダンスは主に誘導性です。周波数が上昇すると、インダクタンスは減少しますが、損失が増加し、合計インピーダンスが増加します。図 4 は、当社の中透磁率材料の XL、Rs、Z 対周波数の典型的なプロットです。 。
したがって、誘導リアクタンスは、空芯インダクタンス Lo による複素透磁率の実数部に比例します。
損失抵抗も、同じ定数によって複素透磁率の虚数部に比例します。
式 9 では、コアの材料は µs' と µs” で与えられ、コアの形状は Lo で与えられます。したがって、さまざまなフェライトの複素透磁率を知った後、比較を行って、目的の条件で最適な材料を得ることができます。周波数または周波数範囲。最適な材料を選択したら、最適なサイズのコンポーネントを選択します。複素透磁率とインピーダンスのベクトル表現を図 5 に示します。
メーカーが抑制用途に推奨されるフェライト材料の複素透磁率対周波数のグラフを提供していれば、インピーダンス最適化のためのコア形状とコア材料の比較は簡単です。残念ながら、この情報はほとんど入手できません。ただし、ほとんどのメーカーは初期透磁率と損失対周波数を提供しています。このデータから、コア インピーダンスの最適化に使用される材料の比較を導き出すことができます。
図 6 を参照すると、設計者が 100 ～ 900 kHz の最大インピーダンスを保証したいと仮定した場合の、Fair-Rite 73 材料の初期透磁率と散逸率 [4] と周波数の関係が示されています。73 材料が選択されました。モデリングの目的で、設計者は次のことも行いました。は、100 kHz (105 Hz) および 900 kHz でのインピーダンス ベクトルの無効部分と抵抗部分を理解する必要があります。この情報は、次のグラフから導き出すことができます。
100kHz では、μs ' = μi = 2500、および (Tan δ / μi) = 7 x 10-6 です。Tan δ = μs ''/μs' であるため、μs'' = (Tan δ / μi) x (μi) 2 = 43.8 となります。
予想どおり、この低周波数ではμ” が全透磁率ベクトルにほとんど追加しないことに注意してください。コアのインピーダンスはほとんどが誘導性です。
設計者は、コアが #22 ワイヤを受け入れ、10 mm x 5 mm のスペースに収まる必要があることを知っています。内径は 0.8 mm と指定されます。推定インピーダンスとそのコンポーネントを解決するには、まず外径が のビードを選択します。 10 mm と高さ 5 mm:
Z= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x (2500.38) x 10-8= 100 kHz で 5.76 オーム
この場合、ほとんどの場合と同様に、最大のインピーダンスは、より長い長さのより小さな外径を使用することによって達成されます。ID がより大きい場合 (例: 4mm)、またはその逆の場合も同様です。
周波数に対する単位 Lo および位相角あたりのインピーダンスのプロットが提供されている場合は、同じアプローチを使用できます。図 9、10、および 11 は、ここで使用した同じ 3 つの材料のそのような曲線を表しています。
設計者は、25 MHz ～ 100 MHz の周波数範囲で最大インピーダンスを保証したいと考えています。利用可能な基板スペースはやはり 10mm x 5mm で、コアは #22 awg ワイヤを受け入れる必要があります。3 つのフェライト材料の単位インピーダンス Lo については、図 7 を参照してください。または、同じ 3 つの材料の複素透磁率については図 8 を参照し、850 μi の材料を選択します。[5]図 9 のグラフを使用すると、中透磁率材料の Z/Lo は 25 MHz で 350 x 108 ohm/H になります。推定インピーダンスを求めます。
前述の説明では、選択したコアが円筒形であることを前提としています。フェライト コアがフラット リボン ケーブル、束ねられたケーブル、または穴あきプレートに使用される場合、Lo の計算はより困難になり、かなり正確なコアの経路長と有効断面積の数値を取得する必要があります。空芯のインダクタンスを計算します。これは、コアを数学的にスライスし、計算された経路長と各スライスの磁性領域を加算することによって実行できます。ただし、すべての場合において、インピーダンスの増加または減少は、インピーダンスの増加または減少に比例します。フェライトコアの高さ/長さ。[6]
前述したように、ほとんどのメーカーはインピーダンスの観点から EMI アプリケーション用のコアを指定しますが、通常、エンド ユーザーは減衰を知る必要があります。これら 2 つのパラメータの間に存在する関係は次のとおりです。
この関係は、ノイズを発生させるソースのインピーダンスとノイズを受け取る負荷のインピーダンスに依存します。これらの値は通常、複素数であり、その範囲は無限になる可能性があり、設計者はすぐに利用できません。値の選択負荷とソースのインピーダンスを 1 オームにすることは、ソースがスイッチ モード電源であり、多くの低インピーダンス回路を負荷する場合に発生する可能性があるため、方程式が簡素化され、フェライト コアの減衰を比較できるようになります。
図 12 のグラフは、負荷と発電機のインピーダンスの多くの一般的な値について、シールド ビードのインピーダンスと減衰の間の関係を示す一連の曲線です。
図 13 は、内部抵抗が Zs の干渉源の等価回路です。妨害信号は、サプレッサーコアの直列インピーダンス Zsc と負荷インピーダンス ZL によって生成されます。
図 14 と 15 は、同じ 3 つのフェライト材料のインピーダンス対温度のグラフです。これらの材料の中で最も安定しているのは 61 材料で、100 ℃、100 MHz でインピーダンスが 8% 減少します。対照的に、43 材料は 25 を示しました。同じ周波数および温度でのインピーダンスの % の低下。これらの曲線が提供されている場合、高温での減衰が必要な場合は、指定された室温インピーダンスを調整するために使用できます。
温度と同様に、DC および 50 または 60 Hz の供給電流も同じ固有のフェライト特性に影響を及ぼし、その結果、コア インピーダンスが低下します。図 16、17、および 18 は、フェライト材料のインピーダンスに対するバイアスの影響を示す典型的な曲線です。この曲線は、周波数の関数として特定の材料の電界強度の関数としてインピーダンスの劣化を表します。周波数が増加するにつれてバイアスの影響が減少することに注意してください。
このデータが編集されて以来、Fair-Rite Products は 2 つの新しい材料を導入しました。当社の 44 はニッケル - 亜鉛の中透磁率材料で、31 はマンガン - 亜鉛の高透磁率材料です。
図 19 は、31、73、44、および 43 材料の同じサイズのビーズのインピーダンス対周波数のプロットです。44 材料は、より高い DC 抵抗率、109 ohm cm、より優れた熱衝撃特性、温度安定性、およびより優れた 43 材料を改良したものです。キュリー温度 (Tc) がより高くなります。44 材料は、当社の 43 材料と比較してわずかに高いインピーダンス対周波数特性を持っています。固定材料 31 は、測定周波数範囲全体にわたって 43 または 44 よりも高いインピーダンスを示します。31 は、温度変化を軽減するように設計されています。大型マンガン亜鉛コアの低周波抑制性能に影響を与える寸法共振問題で、ケーブル コネクタ抑制コアや大型トロイダル コアに適用することに成功しています。図 20 は、Fair の 43、31、および 73 材料のインピーダンス対周波数のプロットです。 -外径0.562インチ、内径0.250、HT1.125のRiteコア。図 19 と図 20 を比較する場合、より小さなコアの場合、最大 25 MHz の周波数では、73 材料が最良のサプレッサー材料であることに注意してください。ただし、コア断面積が増加すると、最大周波数は減少します。図 20 のデータに示されているように、73 が最適です。最高周波数は 8 MHz です。31 材料が 8 MHz ～ 300 MHz の周波数範囲で優れた性能を発揮することも注目に値します。ただし、マンガン亜鉛フェライトとして、31 材料の体積抵抗率は 102 オーム -cm とはるかに低く、極端な温度変化によりインピーダンスがより大きく変化します。
用語集 空芯インダクタンス – Lo (H) コアが均一な透磁率を持ち、磁束分布が一定のままである場合に測定されるインダクタンス。一般式 Lo= 4π N2 10-9 (H) C1 リング Lo = .0461 N2 log10 (OD /ID) Ht 10-8 (H) 寸法の単位は mm
減衰 – A (dB) ある地点から別の地点への伝送における信号振幅の減少。これは、入力振幅と出力振幅のスカラー比 (デシベル単位) です。
コア定数 – C1 (cm-1) 磁気回路の各セクションの磁路長の合計を、同じセクションの対応する磁気領域で割ったもの。
コア定数 – C2 (cm-3) 磁気回路の各セクションの磁気回路長の合計を、同じセクションの対応する磁区の 2 乗で割ったもの。
磁路面積 Ae (cm2)、磁路長 le (cm)、体積 Ve (cm3) の有効寸法 特定のコア形状に対して、磁路長、断面積、体積は次のように仮定されます。トロイダル コアは、特定のコアと同じ材料特性を持っています。材料は、特定のコアと同等の磁気特性を持っている必要があります。
電界強度 – H (エルステッド) 電界強度の大きさを特徴付けるパラメータ。H = .4 π NI/le (エルステッド)
磁束密度 – B (ガウス) 磁路に垂直な領域の誘導磁場の対応するパラメータ。
インピーダンス – Z (オーム) フェライトのインピーダンスは複素透磁率で表すことができます。Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (オーム)
損失正接 – Tan δ フェライトの損失正接は回路 Q の逆数に等しくなります。
損失係数 – tan δ/μi 磁束密度と初透磁率の磁界強度の基本成分間の位相除去。
透磁率 – μ 磁束密度と印加される交流磁界の強さの比から導出される透磁率は…
振幅透磁率、μa – 磁束密度の指定値が初期透磁率に使用される値より大きい場合。
実効透磁率、μe – 磁気ルートが 1 つ以上のエアギャップで構築されている場合、透磁率は、同じ磁気抵抗を提供する仮想の均質材料の透磁率です。
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